Giáo trình Kỹ thuật điện tử - Chương 12: Mạch dao động đa hài (multivibrator) - Võ Kỳ Châu

Nội dung text: Giáo trình Kỹ thuật điện tử - Chương 12: Mạch dao động đa hài (multivibrator) - Võ Kỳ Châu

1. Biên soạn: Võ Kỳ Châu – Bộ môn Điện tử, Khoa Điện – Điện tử Email: vkchau@dee.hcmut.edu.vn tính linh kiện. Tuy nhiên, trạng thái này sẽ là trạng thái không bền (unstable state) của mạch. Ta giả sử là dòng I1 có một thay đổi nhỏ. Nếu I1 tăng thì điện áp tại ngõ ra Y1 sẽ giảm và ngõ vào X 2 sẽ giảm theo. Sự thay đổi này sẽ được khuếch đại đảo bởi A2 và ngõ ra Y2 sẽ tăng. Do đó, điện áp tại X1 sẽ trở nên dương hơn và kết quả là dòng I1 sẽ tăng hơn nữa. Chu trình này lặp lại bản thân nó. Dòng I1 tiếp tục tăng và dòng I2 tiếp tục giảm, trạng thái của mạch sẽ di chuyển ra xa trạng thái khởi đầu của nó. Điều này xảy ra là do mạch có hồi tiếp dương và sẽ chỉ xảy ra nếu độ lợi vòng của mạch lớn hơn một. Từ thảo luận ở trên ta thấy là trạng thái bền của một mạch binary sẽ là trạng thái mà trong đó dòng và áp thỏa mãn định luật Kirchhoff; phù hợp đặc tính linh kiện; nhưng thêm vào đó, độ lợi vòng phải nhỏ hơn một. Về mặt nguyên lý, để flip-flop ở vào trạng thái bền thì cả hai transistor sẽ tắt hoặc cả hai bị bão hòa. Trong thực tế, để mạch binary ở trong trạng thái bền, ta chỉ cần một transistor tắt và transistor kia bão hòa là đủ. Nếu như ta phân cực cho một transistor tắt, transistor còn lại hoạt động trong vùng tích cực. Khi nhiệt độ thay đổi hoặc do tuổi thọ của linh kiện và các thông số linh kiện thay đổi, điểm tĩnh có thể thay đổi và điện áp ngõ ra có thể thay đổi đáng kể. Thậm chí, khi đó transistor được phân cực trong vùng tích cực có thể sẽ bị tắt. Do đó, các mạch binary thường được phân cực sao cho trong một trạng thái bền, một linh kiện sẽ tắt và linh kiện còn lại sẽ ở vào trạng thái bão hòa. 12-1-2 Mạch binary dùng transistor Một mạch binary dùng transistor được vẽ trong hình 12-2. Gần như toàn bộ áp nguồn VCC sẽ đặt lên transistor bị tắt. Do đó, điện áp này phải nhỏ hơn điện áp đánh thủng collector của transistor BVCE , thường có giá trị khoảng vài chục volt. Hình 12-2 Mạch binary với transistor NPN phân cực cố định. Khi transistor bão hòa, dòng collector IC là tối đa. Do đó, RC phải được chọn sao cho giá trị này của ICCCC≈ VR không vượt quá dòng cho phép tối đa. Các giá trị R1 , R2 và VBB phải được chọn để trong một trạng thái, dòng base phải đủ lớn để lái transistor bão hòa; và trong trạng thái thứ hai, chuyển tiếp emitter – base phải nằm trong vùng tắt. Tín hiệu tại collector, được gọi là dao động ngõ ra Vw , là sự thay đổi của điện áp collector khi có sự chuyển đổi từ trạng thái này sang trạng thái kia, tức là VVVwC=−12 C. Nếu tải R1 có thể bỏ qua, điện áp collector của transistor bị tắt là VCC . Vì điện áp bão hòa collector khoảng vài chục milivolt nên dao động VVwCC≈ độc lập với RC . Các nhà chế tạo transistor dùng trong các mạch binary thường xác định đặc tính bão hòa và tắt cho transistor. Dòng ngược bão hòa ICBO của transistor phụ thuộc nhiệt độ. Hệ số khuếch đại dòng 2/13
2. Biên soạn: Võ Kỳ Châu – Bộ môn Điện tử, Khoa Điện – Điện tử Email: vkchau@dee.hcmut.edu.vn VIC13=−12 2.2 =− 12()() 2.2 0.70 = 10.5 V Tóm lại, một trạng thái bền của mạch binary được xác định bằng áp và dòng như sau IIII==0 mA 5.35 mA = 0 mA = 0.58 mA CC12 B 1 B 2 VVVCBB1C21=≈10.5 V V 0 V =−≈ 1.56 V 2 0 V Trạng thái bền thứ hai là trạng thái trong đó Q2 tắt và Q1 dẫn. Khi đó, các đại lượng dòng áp đã tính ở trên được tráo đổi lẫn nhau giữa Q1 và Q2 . Dao động ngõ ra là VVCC12−=10.5 V , xấp xỉ điện áp cung cấp tại collector là 12 V . Các giả sử (VB2 = 0 và VC 2 = 0 ) đã dùng trong ví dụ này có thể bỏ đi khi sử dụng đặc tuyến từ nhà chế tạo. Ví dụ, nếu transistor là loại 2N914 thì I B2 = 0.58 mA và IC 2 = 5.35 mA (IICB22= 9.2 ), VCE2(sat) = 0.15 V và VBE2( sat ) = 0.7 V . Sử dụng các điện áp này ta có thể tính lại dòng và áp của các trạng thái bền. Ví dụ, từ hình 12-3(a) với VC 2 = 0.15 V , dùng nguyên lý xếp chồng ta có ⎛⎞⎛⎞15 100 VB1 =−12⎜⎟⎜⎟ + 0.15 =− 1.43 V ⎝⎠⎝⎠15++ 100 15 100 và Q1 là Off. Từ hình 12-3(a), ta cũng có thể tính được 12−+ 0.15 0.15 12 II==5.39 mA == 0.11 mA 122.2 15+ 100 5.28 III=−=5.28 mA() I = = 0.26 mA CB212 2min 20 Từ hình 12-3(b) với VB2 = 0.7 V 12−+ 0.7 0.7 12 II==0.66 mA == 0.13 mA 342.2+ 15 100 và III=−=0.53 mA . Vì giá trị I này vượt quá I = 0.26 mA nên Q là dẫn bão hòa. B234 B2 ( B2 )min 2 Vì VC1 =−12()() 0.66 2.2 = 10.5 V , các giá trị mới của trạng thái bền là IIII==0 mA 5.28 mA = 0 mA = 0.53 mA CC12 B 1 B 2 VVVCBB1C21=≈10.5 V V 0.15 V =−≈ 1.43 V 2 0.7 V Khi so sánh hai tập kết quả trên, ta thấy là việc giả sử transistor bão hòa chỉ gây ra các kết quả có sai số nhỏ. Sai số này có thể được bỏ qua nếu các điện áp trong mạch là lớn khi so với các điện áp của chuyển tiếp. 4/13
3. Biên soạn: Võ Kỳ Châu – Bộ môn Điện tử, Khoa Điện – Điện tử Email: vkchau@dee.hcmut.edu.vn Hình 12-4 ' Mạch binary khi có tụ speed-up (CC11= ) Giả sử là A2 dẫn và A1 tắt và để tạo ra sự chuyển trạng thái thì một xung âm được đặt vào X 2 . Điểm Y2 sẽ tăng lên nhanh chóng và ta muốn sự tăng lên này được truyền đến X1 với độ trễ tối thiểu. Linh kiện A1 có điện dung ngõ vào Ci , nếu không có C1 , cấu hình mạch bao gồm R1 , R2 và Ci . Lúc này, nếu Y2 nâng lên với thời gian lên có thể bỏ qua thì điện áp tại X1 sẽ tăng lên với thời hằng RCi , trong đó R là R1 song song với R2 . Tốc độ nâng lên của X1 có thể được tăng lên bằng cách bổ sung tụ C1 . Nếu tụ C1 có điện dung vô cùng lớn thì điện áp tại X1 sẽ nâng lên cùng một tốc độ như điện áp tại Y2 và toàn bộ biên độ điện áp sẽ được truyền qua tụ. Tuy nhiên, giá trị tụ quá lớn cũng là một khuyết điểm. ' Điện áp trên C1 và C1 là không giống nhau vì transistor một bên dẫn còn một bên tắt. Ví dụ, ' trong hình 12-4, điện áp trên C1 là VVCB12− = 9.8 V và điện áp trên C1 là VVCB21−=1.58 V với ' A1 tắt và A2 dẫn. Khi mạch được trigger để A1 dẫn và A2 tắt, điện áp trên C1 phải thay đổi đến 1.58 V và đối với C1 là 9.8 V . Khi đó flip-flop sẽ không ở trong trạng thái mới một cách hoàn toàn cho đến khi quá trình thay đổi điện áp trên tụ hoàn tất. Lúc này, một xung trigger kế tiếp sẽ phải chờ quá trình này kết thúc mới có thể thực hiện chuyển đổi trạng thái. Khoảng thời gian nhỏ nhất giữa hai lần trigger liên tiếp được gọi là thời gian phân giải (resolving time) của flip-flop và nghịch đảo của nó là tần số tối đa mà flip-flop có thể đáp ứng. Nếu mạch binary được trigger để A1 tắt và A2 dẫn, mạch tương đương để tính thời hằng τ khi có tụ C1 được cho trong hình 12-5(a). Nếu trở kháng ngõ ra của A2 (bao gồm Ry ) là Ro , thì τ = CR1 , với R bằng R1 song song với R2 + Ro . Đối với một transistor bão hòa, Ro rất nhỏ hơn so với R2 nên R ≈+RR22() R 1 R 2. ' Tương tự, từ hình 12-5(b) ta có thể tính được thời hằng τ ' kết hợp với C1 . Điện trở ngõ vào ' của A2 là Ri . Giá trị của Ri ít khi vượt quá 1 k và thường Ri  R2 . Do đó, τ ''≈ CR1 với R ' là tổ hợp song song của R1 và Ryi+ R . Vì Ryi+ R thường nhỏ hơn R1 hoặc R2 nên τ >τ ' và R121RC τ =≈RC1 (12-1) R12+ R ' với CC11= là điện dung giao hoán. 6/13
4. Biên soạn: Võ Kỳ Châu – Bộ môn Điện tử, Khoa Điện – Điện tử Email: vkchau@dee.hcmut.edu.vn chế độ khuếch đại và vì độ lợi ∆∆vvo dương nên ngõ ra sẽ tăng khi v tăng. Khi v tiếp tục tăng, X 2 tiếp tục rơi xuống và Z2 tăng lên. Do đó, sẽ có thời điểm v đủ lớn làm cho A2 bị tắt. Tại điểm này, vVoYY= (ở đây ta bỏ qua dòng ngược bão hòa) và ngõ ra sẽ lại không đáp ứng theo ngõ vào. Đồ thị của vo theo v được vẽ trong hình 12-7(a). Điện áp tại đó A1 bị tắt là vV= 1 . Hình 12-7 Đáp ứng của mạch Schmitt trigger (a) khi độ lợi vòng ≤1, (b) độ lợi vòng ≥1. Bây giờ giả sử ta tăng độ lợi vòng bằng cách tăng Ry1 . Ảnh hưởng của sự thay đổi này trên điểm cắt vV= 1 có thể bỏ qua. Tuy nhiên, trong vùng tích cực, độ lợi khuếch đại ∆∆vvo sẽ tăng và kết quả là độ dốc của phần đi lên trong hình 12-7(a) sẽ dốc hơn. Độ dốc này sẽ tiếp tục tăng cùng với sự gia tăng của độ lợi vòng cho đến khi độ lợi vòng là đơn vị. Tại đó, độ dốc sẽ là không xác định. Và cuối cùng, khi độ lợi vòng lớn hơn đơn vị, độ dốc đảo ngược dấu và đồ thị của vo theo v có dạng như hình 12-7(b). Đường cong trong hình 12-7(b) có thể được dùng để mô tả hoạt động của mạch. Khi v nâng lên từ không, vo sẽ giữ tại ngưỡng thấp cho đến khi v đạt đến V1 . Khi v vượt quá V1 mạch sẽ đột ngột chuyển sang ngưỡng cao. Tương tự, nếu v ban đầu là lớn hơn V1 thì khi v giảm, ngõ ra sẽ giữ tại ngưỡng cao cho đến khi v đến giá trị V2 và tại điểm này mạch sẽ đột ngột chuyển xuống mức thấp. Ta nói rằng mạch có tính chất trễ. Một đường thẳng đứng tại vV= nằm giữa V2 và V1 sẽ cắt đồ thị tại ba điểm. Các điểm trên và dưới cùng, a và c , là các điểm ổn định. Điểm b là điểm không ổn định. Tại vV= mạch sẽ hoặc ở điểm a hoặc ở điểm c tùy thuộc vào hướng của v . Khi vV= trong giới hạn giữa V2 và V1 , mạch Schmitt trigger sẽ ở vào một trong hai trạng thái bền nên mạch là dạng bistable. 12-3 Mạch dao động đa hài một trạng thái bền (monostable multivibrator) Sơ đồ mạch trong hình 12-8 là mạch monostable. Các cực tính của nguồn cung cấp chỉ trong hình là dành cho transistor loại NPN. Ở đây, cũng giống như trong mạch binary, ngõ ra Y2 được ghép đến ngõ vào X1 thông qua một cầu phân áp điện trở, trong đó C1 là một tụ giao hoán nhỏ. Tụ 8/13
5. Biên soạn: Võ Kỳ Châu – Bộ môn Điện tử, Khoa Điện – Điện tử Email: vkchau@dee.hcmut.edu.vn của điện áp tại Y1 phải tạo ra một sự gián đoạn tương tự trong điện áp tại X 2 . Tại t =+0 , điện áp tại Y1 rơi xuống một lượng là I1Ry . Vì vậy, tại t = 0 + , vVIRXy21= σ − . Điện áp vX 2 sẽ nâng lên theo lũy thừa hướng đến VYY với thời hằng τ =+()R RCo Vì tại t =∞, vVXYY2 = nên điện áp ngõ vào tầng hai là −t τ vVVVIReXYYYY21=−() −+σ y (12-4) Sự nâng lên này chỉ tiếp tục cho đến khi vX 2 nâng lên đến điện áp Vγ , tại thời điểm tT= đó, một sự chuyển ngược lại sẽ xảy ra. Giải biểu thức trên cho tT= khi vVX 2 = γ ta có VIRV+− T =τ ln YY1 y σ (12-5) VVYY − γ Trong biểu thức này, Vσ là điện áp bão hòa ( 0.3 V đối với Ge và 0.7 V đối với Si), Vγ là điện áp ngưỡng tắt ( 0.1 V đối với Ge và 0.5 V đối với Si). Ta có thể sử dụng giá trị trong bảng 12-1 để tính cho các điện áp ngưỡng tắt và bão hòa. VCE() sat VVBE() sat ≡ σ VBE() active VVBE() cutin ≡ γ VBE() cutoff Si 0.3 0.7 0.6 0.5 0.0 Ge 0.1 0.3 0.2 0.1 -0.1 Bảng 12-1 Các giá trị điện áp chuyển tiếp thông thường của transistor NPN ở 25 0C . Hình 12-10 Sự thay đổi điện áp tại X 2 trong trạng thái giống như bền. Điện áp ngưỡng tắt Vγ và điện áp bão hòa Vσ là dương đối với transistor NPN và âm đối với PNP. Ký hiệu T là thời gian trễ (delay time), hay còn được gọi là độ rộng xung (pulse width). Thời gian trễ T có thể được thay đổi bằng cách thay đổi thời hằng τ hoặc I1 . Dòng I1 , chảy qua A1 khi linh kiện dẫn, được điều khiển bằng dòng base. Dòng ngõ vào này phụ thuộc VXX . Do đó, T có thể được thay đổi bằng cách thay đổi VXX . Thời gian T của mạch monostable thường không ổn định mà phụ thuộc đặc tính linh kiện thông qua I1 , Vσ và Vγ . Độ ổn định sẽ lớn hơn khi R được trả về đến một điện áp có biên độ lớn 10/13
6. Biên soạn: Võ Kỳ Châu – Bộ môn Điện tử, Khoa Điện – Điện tử Email: vkchau@dee.hcmut.edu.vn VCE() sat như hình 12-13(b). Do vC1 nâng lên nên vB2 cũng nâng lên một lượng như vậy vì cả hai được ghép tụ. Sự nâng điện áp tại vB2 làm tắt Q2 và collector của nó hướng đến −VCC . Điện áp giảm tại vC 2 được ghép qua tụ C1 đến cực base của Q1 làm xuất hiện gai âm δ trong vB1 như hình 12-13(a), và điện áp vC 2 đột ngột rơi xuống một lượng δ . Mạch tương đương để tính δ giống như hình 11-12. Biểu thức tính cho δ là ' δ =+−IBbbrVV' σ γ (12-6) ' với dòng base I B tại gai được cho bởi ' VVCC−−+ CE() sat VVσ γ I B = (12-7) RrCbb+ ' Dạng sóng tại base của Q1 và collector của Q2 thay đổi theo hàm mũ với thời hằng τ ' =+()RCbbrC'1 đến các mức Vσ và −VCC . Điện áp vB2 là IRVC + σ tại t =+0 và giảm theo hàm mũ với thời hằng τ 222= R C hướng đến −VCC . Tại tT= 2 , B2 đạt đến mức ngưỡng Vγ và có sự chuyển trạng thái ngược lại. Dạng sóng của tầng đầu tiên trong khoảng thời gian T1 là giống dạng sóng của tầng thứ hai trong khoảng thời gian T2 như hình 12-13. Nếu thời hằng cơ bản của hai transistor khác nhau, hai phần của một chu kỳ đầy đủ sẽ không giống nhau. Hình 12-13 Dạng sóng của mạch hình 12- 12. Tại t = 0 − , tầng đầu tiên Q1 tắt và tầng thứ hai Q2 dẫn. 12/13